Via-Stubs im PCB-Design: Resonanz, Einbrüche in der Einfügedämpfung und Backdrilling

Das Wichtigste in Kürze

Ein Via-Stub ist der ungenutzte Teil der Hülse eines durchkontaktierten Vias, der über die Lage hinausragt, auf der das Signal in eine Leiterbahn übergeht. Er verhält sich wie eine leerlaufende Übertragungsleitung, und bei der Frequenz, bei der seine Länge einer Viertelwellenlänge entspricht, löscht die reflektierte Welle das Signal aus und erzeugt einen tiefen Einbruch in der Einfügedämpfung. Zwei Faustregeln legen die maximale Stub-Länge für eine Ziel-Datenrate fest: das Kriterium der 7. Harmonischen und Bogatins Faustregel. Beide setzen die Grenze für eine 112G-PAM4-Verbindung bei etwa 5 bis 6 mil an. Stubs verbergen sich außerdem in Steckverbinder-Pads, im Kupfer von Goldfingern jenseits des Kontaktpunkts und in Einpresspins, und Backdrilling ist das Standardverfahren, um Via-Stubs auf Kanälen mit 30 Gbit/s und mehr zu kürzen.

• Die Stub-Länge bestimmt die Resonanzfrequenz. Ein 100 mil langer Stub mit einer effektiven Dk von 6,16 resoniert bei etwa 11,9 GHz. Bei einem 270 mil langen Backplane-Stub liegt der erste Einbruch bei etwa 4,4 GHz und damit nahe genug an der Nyquist-Frequenz von 5 GHz, um das Auge eines 10-Gbit/s-NRZ-Signals zu schließen.
• Verwenden Sie die effektive Dk der Via-Struktur, nicht die Dk aus dem Datenblatt. Zusätzliche Kapazität zwischen der Via-Hülse und den Masse- und Versorgungslagen erhöht die effektive Dk (in diesem Beispiel 6,16 gegenüber einem veröffentlichten Wert von 3,65). Mit dem veröffentlichten Wert ergibt sich eine höhere Resonanzfrequenz als die, die an realer Hardware beobachtet wird.
• Bei 112G PAM4 stimmen beide Faustregeln überein. Mit der Symbolrate von 56 GBd statt der Bitrate von 112 Gbit/s ergibt das Kriterium der 7. Harmonischen eine maximale Stub-Länge von 6 mil und Bogatins Faustregel eine von 5,3 mil.
• Auch versteckte Stubs müssen geprüft werden. Ein Steckverbinder-Pad, in das die Leiterbahn von der falschen Seite geführt wird, das Kupfer, das an einem Goldfinger über den Kontaktpunkt hinaus stehen bleibt, und ein Einpresspin, dessen Signal auf einer oberen oder mittleren Lage abgeht, wirken bei hohen Datenraten alle als nicht abgeschlossene Stubs.
• Backdrilling ist die Standardlösung für Via-Stubs. Dabei wird das Via von der Gegenseite her nachgebohrt, um die ungenutzte Hülse zu entfernen. So schrumpfen Stubs auf den Bereich von 5 bis 10 mil, den Kanäle mit 30 Gbit/s und mehr verlangen, allerdings zu höheren Fertigungskosten. Teil 2 dieser Reihe behandelt das Verfahren im Detail.

Bei Datenraten im Multi-Gigabit-Bereich können selbst kleine geometrische Strukturen wie Via-Stubs die Signalintegrität beeinträchtigen. Ein Via-Stub ist der ungenutzte, offene Teil der Hülse eines durchkontaktierten Vias, der über die Ziellage hinausragt, auf der das Signal in eine Leiterbahn übergeht. Diese parasitäre Struktur wirkt wie eine nicht abgeschlossene Übertragungsleitung und verursacht Probleme, indem sie elektrische Energie in den Hauptkanal zurückreflektiert. Bei Resonanzfrequenzen erzeugen diese Reflexionen destruktive Interferenz, die Einbrüche in der Einfügedämpfung hervorruft und das Augendiagramm in sich zusammenfallen lässt. Dieser Artikel untersucht die Physik der Stub-Resonanz, stellt zwei in der Branche verbreitete Faustregeln zur Berechnung der maximal zulässigen Stub-Länge vor und beleuchtet die „versteckten Stubs“ in Bauteil-Pads und an Steckverbindern, die Layout-Ingenieure häufig übersehen. Zum Schluss führt er in das Backdrilling ein, das übliche Abhilfeverfahren in der Fertigung, das Teil 2 dieser Reihe im Detail untersuchen wird.

Die Physik: Warum Via-Stubs für High-Speed-Signale fatal sind

Ein Durchgangs-Via, das ein Signal auf eine Innenlage führt, hinterlässt unterhalb des Übergangspunkts einen frei endenden Metallzylinder.

Im High-Speed-Design wirkt dieser Via-Stub wie eine leerlaufende Übertragungsleitung. Erreicht ein Signal die Abzweigung zum Stub, läuft ein Teil der Energie auf der vorgesehenen Leiterbahn weiter, während der Rest den Stub hinunterläuft, auf das offene Ende trifft und zurückgeworfen wird, wie Abbildung 2 zeigt.

Die Abbildung oben zeigt den Fall, in dem ein Viertelwellen-Stub dazu führt, dass das reflektierte Signal (hellblau dargestellt) bis zu seiner Rückkehr an die Abzweigung eine Phasenverschiebung von 180 Grad ansammelt. Diese gegenphasige Reflexion interferiert daher destruktiv mit dem Hauptsignal (blau dargestellt) auf dem vorgesehenen Pfad und löscht es praktisch aus.

Genauer gesagt sammelt der Signalanteil, der den Stub hinunterläuft, über diese Viertelwellenlänge (L_stub=λ/4) eine Phasenverschiebung von 90 Grad an. Am offenen Ende bewirkt die unendlich hohe Impedanz eine gleichphasige Spannungsreflexion von 100 %. Der Rückweg durch den Stub fügt weitere 90 Grad hinzu, sodass die reflektierte Welle genau um 180 Grad gegenüber dem Hauptsignal phasenverschoben an der Abzweigung ankommt. Diese exakte Gegenphasigkeit führt zu vollständiger destruktiver Interferenz und wirkt im Spektrum der Einfügedämpfung wie ein tiefes Kerbfilter. Das linke Diagramm in Abbildung 3 zeigt die simulierte Einfügedämpfung eines Backplane-Kanals mit einem langen 270-mil-Stub, das rechte Diagramm das zugehörige Datenauge für ein 10-Gbit/s-NRZ-Signal (Non-Return-to-Zero).

Der lange Stub erzeugt Viertelwellen-Resonanzeinbrüche bei etwa 4,4 GHz und bei den folgenden ungeraden Harmonischen (die dritte Harmonische ist bei 13,2 GHz zu sehen). Da der Einbruch der Grundschwingung nahe der Nyquist-Frequenz des 10-Gbit/s-Signals von 5 GHz liegt, schließt sich das Datenauge vollständig.

Die Resonanzfrequenz eines Via-Stubs aus seiner Länge berechnen

Ingenieure müssen abschätzen, wo die Resonanzfrequenz liegt, um zu beurteilen, ob eine Stub-Länge die Ziel-Datenrate gefährdet. Zur Veranschaulichung betrachten wir einen Hochgeschwindigkeitskanal in einem dicken Leiterplatten-Lagenaufbau, in dem ein Lagenwechsel einen 100 mil (2,54 mm) langen Via-Stub erzeugt, umgeben von einer effektiven Dielektrizitätskonstante von Dk_eff=6,16.

Um die Resonanzfrequenz zu bestimmen, muss zunächst die Ausbreitungsgeschwindigkeit v des Signals in der Leiterplatte berechnet werden. Signale werden gegenüber der Lichtgeschwindigkeit im Vakuum (c=3×10⁸ m/s) langsamer, abhängig von der effektiven Dielektrizitätskonstante des umgebenden Materials, wie die folgende Beziehung beschreibt:

\[ v = \frac{c}{\sqrt{Dk_{eff}}} = \frac{3 \times 10^{8}\ \text{m/s}}{\sqrt{6.16}} \approx 1.21 \times 10^{8}\ \text{m/s} \]

Gleichung 1

Destruktive Auslöschung tritt auf, wenn die physische Länge des Stubs L_stub einem Viertel der Signalwellenlänge entspricht, also 𝜆/4. Die Wellenlänge bei der Resonanzfrequenz beträgt daher:

\[ \lambda = 4 \times L_{stub} = 4 \times 2.54\ \text{mm} = 10.16\ \text{mm} = 0.4\ \text{inches} \]

Gleichung 2

Sind Signalgeschwindigkeit und Wellenlänge bekannt, lässt sich die Resonanzfrequenz über die folgende Beziehung bestimmen:

\[ f = \frac{v}{\lambda} = \frac{1.21 \times 10^{8}\ \text{m/s}}{10.16 \times 10^{-3}\ \text{m}} \approx 11.91\ \text{GHz} \]

Gleichung 3

Genau bei dieser Frequenz tritt die destruktive Resonanzkerbe auf und dämpft das übertragene Signal stark. Zwar markieren 11,91 GHz die eigentliche Nullstelle, an der keine Leistung mehr ankommt und das Signal vollständig ausgelöscht ist, doch wegen der breiten Flanke des Stub-Kerbfilters setzt eine deutliche Verschlechterung schon viel früher ein (siehe Abbildung 3). Um abzuschätzen, ab wann diese Dämpfung kritisch wird, muss ein zentraler Richtwert ausgewertet werden, nämlich das Kriterium der 7. Harmonischen (Simonovich 2017).

Von der Stub-Länge zur Ziel-Datenrate: das Kriterium der 7. Harmonischen

Die Resonanzfrequenz selbst ist nicht die Kennzahl, die ein Entwickler in erster Linie braucht; entscheidend ist, ob der Kanal die Ziel-Datenrate unterstützen kann. Da sich die tatsächliche 3-dB-Bandbreite eines Via-Stubs nur mit einer elektromagnetischen (EM) Vollwellensimulation bestimmen lässt, stützen sich Ingenieure auf das Kriterium der 7. Harmonischen als praktische Faustregel. Diese Richtlinie besagt, dass der erste Resonanzeinbruch bei oder oberhalb der 7. Harmonischen der Nyquist-Frequenz liegen muss. Dadurch rückt die breite Dämpfungsflanke des Kerbfilters weit genug nach außen, um die kritische 5. Harmonische zu erhalten, die für die Anstiegszeit des Signals verantwortlich ist.

Nach demselben Vorgehen wie im Zahlenbeispiel ergibt die Kombination der Gleichungen 1 bis 3 eine allgemeine Beziehung für die Resonanzfrequenz:

\[ f_o = \frac{c}{4 \times L_{\text{stub}} \times \sqrt{Dk_{\text{eff}}}} \]

Gleichung 4

Setzt man die Lichtgeschwindigkeit c mit 11,8 Zoll/ns und die Stub-Länge L_stub in Zoll an, liefert die Formel die Resonanzfrequenz f_o in GHz. Setzt man die Resonanzfrequenz gleich dem Siebenfachen der Nyquist-Frequenz, ergibt sich:

\[ f_o = 7 \times f_{\text{Nyquist}} \]

Gleichung 5

Die Nyquist-Frequenz ist die halbe Baudrate, woraus folgt:

\[ f_o = 7 \times \left(\frac{\text{Baud}}{2}\right) = 3.5 \times \text{Baud} \]

Gleichung 6

Gleichsetzen der Gleichungen 4 und 6 liefert einen Ausdruck für L_stub:

\[ L_{\text{stub}} = \frac{0.84}{\text{Baud} \times \sqrt{Dk_{\text{eff}}}} \]

Gleichung 7

Die Einheit für Baud ist in dieser Gleichung Gigabaud (GBd), also Gigasymbole pro Sekunde. Zur Einordnung betrachten wir eine 112G-Verbindung mit vierstufiger Pulsamplitudenmodulation (PAM4). Da jedes Symbol zwei Bits trägt, erfordert die Datenrate von 112 Gbit/s eine Symbolrate von 56 GBd, woraus sich eine Nyquist-Frequenz von 28 GHz ergibt. Mit Dk_eff=6,16 liefert Gleichung 7:

\[ L_{\text{stub}} = \frac{0.84}{56 \times \sqrt{6.16}} = 0.0060\ \textit{inches} = 6\ \textit{mils} \]

Gleichung 8

Dieser Wert ist die maximal zulässige Stub-Länge, die nötig ist, um das Signal von den destruktiven Auswirkungen des Viertelwellen-Resonanzeinbruchs abzuschirmen. Bei herkömmlichen Durchgangs-Vias bringt ein verbleibender Stub von nur etwa 6 mil selbst fortschrittliche Leiterplattenfertigung an ihre physikalischen Grenzen. Übliche kommerzielle Fertigungstoleranzen hinterlassen oft einen Stub im Bereich von 5 bis 10 mil. Das zeigt, dass die Einhaltung des Kriteriums der 7. Harmonischen bei 112G PAM4 und darüber eine erhebliche Herausforderung darstellt.

Wichtige Aspekte des Kriteriums der 7. Harmonischen

Hinter dem Kriterium der 7. Harmonischen stehen mehrere feine Prinzipien; wer diese Kernkonzepte einzeln betrachtet, versteht die Methode insgesamt deutlich intuitiver.

Was ist die Nyquist-Frequenz?

Die Methode setzt die Resonanzfrequenz gleich dem Siebenfachen der Nyquist-Frequenz. In der digitalen Hochgeschwindigkeitskommunikation ist die Nyquist-Frequenz als die halbe Symbolrate (Baudrate) definiert. Sie leitet sich aus dem Nyquist-Theorem zur Pulsformung ab und gibt die minimale Bandbreite an, die nötig ist, um unabhängige Pulse mit einer bestimmten Rate ohne Intersymbolinterferenz (ISI) zu übertragen. Zwar reicht das tatsächliche Leistungsspektrum eines Digitalsignals wegen des hochfrequenten Anteils steiler Pulsflanken weit über diese Frequenz hinaus, doch die Nyquist-Frequenz ist eine nützliche Kenngröße, um den Bandbreitenbedarf von Hochgeschwindigkeitsverbindungen zu analysieren.

Warum die 7. Harmonische?

Die Faustregel der „7. Harmonischen“ für Resonanzeinbrüche von Via-Stubs ist kein grundlegendes physikalisches Gesetz, sondern eine praktische Signalintegritätsreserve, die das Anstiegszeitverhalten des Signals erhalten soll. Die Energie eines Digitalsignals reicht weit über die Nyquist-Frequenz hinaus, und um die steilen Anstiegs- und Abfallflanken zu erhalten, müssen Frequenzanteile bis etwa zum Fünffachen der Nyquist-Frequenz unversehrt bleiben (Bogatin 2014a). Da ein Via-Stub einen Resonanzeinbruch erzeugt, der sich bei ungeraden Harmonischen wiederholt, hält ein erster Einbruch bei oder oberhalb der 7. Harmonischen die Kerbe sicher oberhalb dieses kritischen Bandes um die 5. Harmonische. Werden diese höheren Frequenzen gedämpft, werden die Flanken träge und das Augendiagramm schließt sich.

Warum liegt die effektive Dk über den veröffentlichten Werten?

Die effektive Dielektrizitätskonstante der Via-Struktur Dk_eff liegt typischerweise über der Volumen-Dk des Materials, weil zwischen der Via-Hülse und den durchquerten Masse- und Versorgungslagen zusätzliche Kapazität entsteht (zum Beispiel 6,16 gegenüber einer veröffentlichten Dk von 3,65). Laminat-Datenblätter geben typischerweise Volumen-Dk-Werte an, die entlang der z-Achse (in Dickenrichtung) gemessen werden, und nicht die effektive Dk, die eine senkrechte Via-Struktur in der x-y-Ebene erfährt. Ein senkrechtes Via ist eine komplexe 3D-Struktur, in der kleine Antipad-Freistellungen das elektrische Feld zwischen Hülse und Masse- und Versorgungslagen konzentrieren. Deshalb speichert das Via pro Längeneinheit mehr Ladung als eine vergleichbare Übertragungsleitung und weist eine höhere effektive Dielektrizitätskonstante auf. Dieser höhere Wert verlangsamt die Signalausbreitung im Stub und verschiebt den destruktiven Resonanzeinbruch zu einer niedrigeren, gefährlicheren Frequenz. Setzt man daher die übliche veröffentlichte Dk in die Formel für die Stub-Länge ein, liegt die vorhergesagte Resonanzfrequenz höher als die, die an realer Hardware tatsächlich beobachtet wird (siehe Gleichung 4).

Bogatins Faustregel für die maximale Stub-Länge

Während das Kriterium der 7. Harmonischen den Resonanzeinbruch an einer bestimmten spektralen Harmonischen ausrichtet, verlangt eine andere in der Branche weit verbreitete Faustregel, bekannt gemacht von Eric Bogatin, dass die Resonanzfrequenz des Via-Stubs bei oder über dem Doppelten der Signalbandbreite liegt (Bogatin 2014b). Aus dieser Bedingung ergibt sich der folgende Ausdruck für die maximale Stub-Länge:

\[ \text{Max Stub Length (inches)} = \frac{0.3}{\text{Data Rate (Gbps)}} \]

Gleichung 9

Wendet man diese Regel beispielsweise auf eine übliche 12-Gbit/s-NRZ-Verbindung an, ergibt sich eine maximale sichere Stub-Länge von 25 mil (0,025 Zoll), mit der die Resonanzfrequenz außerhalb des kritischen Bereichs bleibt. Abbildung 4 zeigt Einfügedämpfung und Augendiagramm eines 12 Zoll langen 12-Gbit/s-Kanals und vergleicht einen sicheren 25-mil-Stub mit einem katastrophalen 250-mil-Stub.

Der 250-mil-Stub verursacht bei der Nyquist-Frequenz von 6 GHz eine starke Dämpfung, sodass weniger als 2 % der Signalenergie den Empfänger erreichen und sich das Augendiagramm vollständig schließt. Der 25-mil-Stub dagegen bewirkt keine erkennbare Änderung der Einfügedämpfung und liefert ein weit geöffnetes Augendiagramm. Der längere Stub verschlechtert auch benachbarte Frequenzen und verdoppelt die Kanaldämpfung bei 5 GHz nahezu. Wer die vorgestellten Entwurfsrichtlinien einhält, schützt sich praktisch vor stubbedingten Resonanzen, die sonst die Leistungsfähigkeit der Verbindung spürbar beeinträchtigen könnten.

Wendet man Bogatins Faustregel auf moderne Hochgeschwindigkeitsverbindungen wie 112G PAM4 an, müssen Entwickler die reine Bitrate durch die Symbolrate (Baudrate) ersetzen. Da PAM4 zwei Bits pro Symbol überträgt, arbeitet eine 112-Gbit/s-Verbindung mit einer Symbolrate von 56 GBd; die physischen Übergänge und die spektralen Harmonischen skalieren also von dieser niedrigeren Frequenz aus. Setzt man 56 GBd in die Formel ein, ergibt sich eine maximale Stub-Länge von nur 5,3 mil (0,0053 Zoll). Dieses Ergebnis stimmt eng mit der maximalen Stub-Länge von 6 mil überein, die mit dem Kriterium der 7. Harmonischen berechnet wurde, und zeigt, wie beide unabhängigen Methoden beim Design von Kanälen für höchste Geschwindigkeiten auf nahezu identische physikalische Grenzen hinauslaufen.

Versteckte Stubs in Hochgeschwindigkeits-Layouts

Sobald die Datenraten über 30 Gbit/s steigen, schrumpft die maximale sichere Stub-Länge nach Bogatins Faustregel auf gerade einmal 10 mil, etwa die Dicke von drei Blatt gewöhnlichem Büropapier. Eine 10-mil-Struktur galt früher als mikroskopisch klein und vernachlässigbar; heute weiß man, dass sie eine kritische Schwelle für eine akzeptable Kanalleistung darstellt.

Bei 30 Gbit/s ist der Fehlerspielraum so klein, dass winzige Metallvorsprünge abseits des Hauptsignalpfads wie parasitäre Stubs wirken können. Ingenieure müssen deshalb die Geometrie der gesamten Leiterplatte bis ins Detail kontrollieren. Abbildung 5 zeigt, wie alltägliche Layoutmerkmale bei hohen Datenraten diese parasitären Effekte verursachen, und stellt die Layoutstrategien vor, mit denen sie sich beseitigen lassen.

Das oberste Beispiel in Abbildung 5 zeigt eine kritische versteckte Diskontinuität, die direkt am Landepad eines Steckverbinders entsteht. Wird eine Leiterbahn von der falschen Seite in das Pad geführt (vom Ende gegenüber der Stelle, an der das Steckverbinderbein austritt), teilt sich das Signal an der Abzweigung. Dieser Routing-Fehler macht die restliche Länge des Pads zu einem unbeabsichtigten Stub. Bei manchen Steckverbinder-Footprints kann das Landepad selbst 50 mil oder länger sein, was physisch lang genug ist, um das Signal bei Datenraten über 6 Gbit/s zu verschlechtern. Um das zu vermeiden, sollten Layoutrichtlinien ein Routing am Austrittspunkt vorschreiben, sodass Leiterbahnen immer genau von der Seite in das Pad geführt werden, an der der Steckverbinderpin das Pad verlässt.

Das zweite Beispiel in Abbildung 5 zeigt den versteckten Stub, der am Kontaktweg von Goldfingern (Randsteckkontakten) entsteht. Wird eine Hochgeschwindigkeits-Steckkarte (etwa eine PCIe-Karte [Peripheral Component Interconnect Express]) in einen Mainboard-Steckplatz gesteckt, gleitet der Kontakt des Steckverbinders über den Goldfinger und kommt an seiner endgültigen Kontaktposition zum Stehen. Das restliche Kupfer bis zur Spitze des Fingers bleibt dadurch als offener Stub zurück. Zwar legen Steckverbinderhersteller und Industriespezifikationen diese Stub-Länge fest, doch die Folgen der daraus resultierenden Signalverschlechterung tragen die Layout-Ingenieure. Bei 30 Gbit/s und mehr können sich Entwickler nicht mehr blind auf Standard-Footprint-Bibliotheken verlassen; sie müssen diese Merkmale aktiv prüfen und Steckverbinder sowie Fingergeometrien wählen, die möglichst wenig nicht abgeschlossenes Kupfer zurücklassen.

Das letzte Beispiel unten in Abbildung 5 zeigt den versteckten Stub, den Einpress-Steckverbinderpins verursachen. Wird ein Einpress-Steckverbinder in eine durchkontaktierte Bohrung eingesetzt, reicht sein metallischer Pin tief in die Leiterplatte hinein. Wie die Abbildung andeutet, lässt sich dieses Problem entschärfen, wenn der Layout-Ingenieur die Breakout-Leiterbahn auf der genau gegenüberliegenden Lage der Leiterplatte führt und so die volle Länge des Pins als Übertragungspfad nutzt. Müssen Signale dagegen auf obere oder mittlere Lagen geführt werden, wirkt der Rest des Metallpins als nicht abgeschlossener Stub. Als Abhilfe haben Standards ab 25 Gbit/s einen großen Branchenwechsel hin zu oberflächenmontierten Steckverbindern (SMT) erzwungen.

Umgang mit Via-Stubs: Backdrilling

Nachdem geklärt ist, wie Stubs Hochgeschwindigkeitskanäle verschlechtern, liegt die Frage nahe, wie man mit Via-Stubs umgeht, und damit kommen wir zum Backdrilling. Backdrilling (auch Back Drilling geschrieben) ist ein Fertigungsschritt, bei dem das Via von der Gegenseite her nachgebohrt wird, um die ungenutzte Hülse jenseits der Ziel-Routinglage zu entfernen. Das Verfahren erhöht zwar die Fertigungskosten und bringt eigene Designregeln für Pad-Größen und Freistellungen mit sich, hat sich aber als Standardmethode etabliert, um Stub-Längen auf den Bereich von etwa 5 bis 10 mil zu bringen, den moderne Kanäle mit 30 Gbit/s und mehr verlangen. Teil 2 dieser Reihe wird das Backdrilling im Detail untersuchen: wie die Bohrtiefe spezifiziert wird, welche Layout-Einschränkungen es mit sich bringt und wie es sich gegenüber Alternativen wie Blind Vias und Buried Vias in HDI-Strukturen (High Density Interconnect) einordnet.

Fazit

Via-Stubs sind eine Hauptursache für Signalverschlechterung in Hochgeschwindigkeitskanälen: Sie erzeugen Resonanzeinbrüche und schließen das Auge, und beides verschärft sich mit steigenden Datenraten. Die beiden hier besprochenen Faustregeln bieten eine praktische Prüfung erster Ordnung für die zulässige Stub-Länge. Wichtig ist auch, dass nicht alle Stubs in der Via-Hülse auftreten; auch Pads und Steckverbindermerkmale können eigene versteckte Stubs enthalten. Diese Überlegungen zeigen sowohl die Grenzen, die Stubs setzen, als auch die Notwendigkeit von Abhilfen auf Fertigungsebene. Teil 2 dieser Reihe konzentriert sich auf das Backdrilling und behandelt Bohrtiefenspezifikationen, Layout-Einschränkungen und den Vergleich mit HDI-Alternativen (High Density Interconnect).

Weiterführende Artikel

Teil 1: Via-Stubs im PCB-Design: Resonanz, Einbrüche in der Einfügedämpfung und Backdrilling (dieser Artikel)

Teil 2: Backdrilling-Tiefe, Layout-Einschränkungen und HDI-Alternativen (folgt in Kürze)

Den Fiber-Weave-Effekt verstehen: vom Glasgewebe zum differenziellen Skew von Dr. Steve Arar

Sollte man 90-Grad-Ecken in Leiterbahnen vermeiden? von Dr. Eric Bogatin

Quilter PCB-Glossar: Backdrilling, Durchkontaktierte Bohrung (PTH), Goldfinger und High-Speed-PCB-Design

Häufig gestellte Fragen

Was ist ein Via-Stub, und wie verursacht er Resonanzeinbrüche in der Einfügedämpfungskurve?

Ein Via-Stub ist der ungenutzte Teil einer Via-Hülse, der über die Ziellage hinausragt, auf der das Signal in eine Leiterbahn übergeht. Elektrisch verhält er sich wie eine leerlaufende Übertragungsleitung: Signalenergie, die in den Stub einkoppelt, läuft zu seinem offenen Ende, wird reflektiert und kehrt zum Hauptsignalpfad zurück. Bei der Frequenz, bei der die elektrische Länge des Stubs einer Viertelwellenlänge (λ/4) entspricht, beträgt der Hin- und Rückweg eine halbe Wellenlänge (λ/2), sodass die reflektierte Welle genau um 180° phasenverschoben zum einfallenden Signal zurückkehrt. Diese destruktive Interferenz erzeugt scharfe Resonanzeinbrüche in der Einfügedämpfungskurve und schließt das Augendiagramm.

Wie berechnet man die maximal zulässige Via-Stub-Länge für Hochgeschwindigkeitsdesigns?

Ingenieure stützen sich üblicherweise auf zwei Faustregeln, um die maximal zulässige Stub-Länge zu bestimmen, bevor eine deutliche Signalverschlechterung eintritt. Die erste ist das Kriterium der 7. Harmonischen, das den ersten Resonanzeinbruch bei oder oberhalb der 7. Harmonischen der Nyquist-Frequenz platziert, sodass die kritischen Frequenzen des Digitalsignals unbeeinträchtigt bleiben. Die zweite ist Bogatins Faustregel, eine verbreitete Richtlinie, nach der die maximale Stub-Länge in Zoll kleiner als 0,3 geteilt durch die Datenrate in Gbit/s sein sollte, um starke Verzerrungen zu vermeiden. Mit diesen Regeln können Entwickler sichere physische Grenzen für Hochgeschwindigkeitskanäle schnell abschätzen, bevor sie sich auf aufwendige Simulationen festlegen.

Welche Lagenwechsel erzeugen die längsten Via-Stubs?

Die längsten Stubs entstehen bei Lagenwechseln, die nur einen kurzen Abschnitt der Via-Hülse nutzen, etwa wenn ein Signal auf der obersten Lage eintritt und auf Lage 3 einer dicken Leiterplatte abgeht. Ein durchkontaktiertes Via reicht durch die gesamte Dicke der Leiterplatte, sodass alles unterhalb der Austrittslage zu einem offenen Stub wird. Ein längerer Stub resoniert bei einer niedrigeren Frequenz (Gleichung 4). Im obigen Beispiel erzeugt ein 100 mil langer Stub mit einer effektiven Dk von 6,16 einen Resonanzeinbruch bei etwa 11,9 GHz, während der 270 mil lange Backplane-Stub in Abbildung 3 seinen ersten Einbruch bei etwa 4,4 GHz erzeugt, nahe genug an der Nyquist-Frequenz von 5 GHz, um das Auge eines 10-Gbit/s-NRZ-Signals zu schließen.

Was sind „versteckte Stubs“ in einem PCB-Layout, und warum sind sie ein Problem?

Versteckte Stubs sind unbeabsichtigte Stub-Strukturen, die durch alltägliche Layoutmerkmale statt durch eigentliche Via-Hülsen entstehen. Typische Beispiele sind Pads oberflächenmontierter Bauteile, der Kontaktweg von Goldfingern an Randsteckverbindern und Einpress-Steckverbinderpins. Diese Geometrien sind problematisch, weil sie sich wie Stubs von Übertragungsleitungen verhalten: Bei hohen Datenraten erzeugen ihre parasitäre Kapazität und ihre physische Länge unerwartete Impedanzdiskontinuitäten und Resonanzeinbrüche, die die Signalintegrität beeinträchtigen, selbst wenn die Signal-Vias selbst perfekt optimiert sind.

Wie löst Backdrilling das Problem der Via-Stubs?

Backdrilling ist ein mechanischer Fertigungsschritt, der die ungenutzte Kupferhülse eines Vias entfernt. Durch das Ausbohren dieses nicht abgeschlossenen Stubs verschiebt es den Resonanzeinbruch zu einer viel höheren Frequenz, stellt einen glatten, monoton abfallenden Verlauf der Einfügedämpfung wieder her und öffnet das Augendiagramm. Backdrilling erfordert zwar zusätzliche Fertigungsschritte und erhöht die Fertigungskosten, ist aber eine notwendige Lösung, um in digitalen Hochgeschwindigkeitskanälen Signalreserve zurückzugewinnen.

Ist Backdrilling eine Alternative zu Blind- und Buried Vias?

Ja. Backdrilling geht von einem gewöhnlichen durchkontaktierten Via aus und entfernt die ungenutzte Hülse jenseits der Ziel-Routinglage, indem das Via von der Gegenseite her nachgebohrt wird. Die wichtigsten Alternativen sind Blind- und Buried Vias in HDI-Strukturen (High Density Interconnect). Backdrilling erhöht die Fertigungskosten und bringt eigene Designregeln für Pad-Größen und Freistellungen mit sich, hat sich aber als Standardmethode etabliert, um Stub-Längen auf den Bereich von 5 bis 10 mil zu bringen, den Kanäle mit 30 Gbit/s und mehr verlangen. Teil 2 dieser Reihe vergleicht Backdrilling ausführlich mit Blind- und Buried Vias.

Braucht jedes Hochgeschwindigkeits-Via Backdrilling?

Nicht unbedingt. Ein Stub muss nur entfernt werden, wenn er länger ist, als die Ziel-Datenrate zulässt, und die beiden Faustregeln in diesem Artikel liefern dafür eine Prüfung erster Ordnung. Für eine 12-Gbit/s-NRZ-Verbindung erlaubt Bogatins Faustregel einen Stub von bis zu 25 mil, und Abbildung 4 zeigt, dass ein 25-mil-Stub keine erkennbare Änderung der Einfügedämpfung verursacht. Für eine 112G-PAM4-Verbindung setzen das Kriterium der 7. Harmonischen und Bogatins Faustregel die Grenze beide bei etwa 5 bis 6 mil an, was selbst fortschrittliche Leiterplattenfertigung an ihre physikalischen Grenzen bringt.

Quellen

Polar Instruments. o. J. „Signal Integrity Effects of Vias, Stubs and Minimizing Their Visibility.“ Application Note AP8166. Abgerufen am 26. Oktober 2026. https://www.polarinstruments.com/support/si/AP8166.html.

Simonovich, Bert. 2017. „Via Stubs Demystified.“ Bert Simonovich's Design Notes (Blog). 8. März 2017. https://blog.lamsimenterprises.com/2017/03/08/via-stubs-demystified/.

Bogatin, Eric. 2014a. „What is the Bandwidth of a High Speed Serial-Link Signal?: Rule of Thumb #11.“ EDN. 7. Mai 2014. https://www.edn.com/what-is-the-bandwidth-of-a-high-speed-serial-link-signal-rule-of-thumb-11/.

Bogatin, Eric. 2014b. „How Long a Stub Is Too Long?: Rule of Thumb #18.“ EDN. 23. Oktober 2014. https://www.edn.com/how-long-a-stub-is-too-long-rule-of-thumb-18/.

Telian, Donald. 2023. „Fixing the Problem of Stubs.“ Signal Integrity Journal. 10. Januar 2023. https://www.signalintegrityjournal.com/articles/2962-fixing-the-problem-of-stubs.